第５２卷第３期 ２０１８年３月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏ１．５２，Ｎｏ．３ Ｍａｒｃｈ ２０１８ 一种高效同步整流有源箝位缓冲全桥ＤＣ／ＤＣ电路 李银宝 ，林维明 ，葛良安 ，童 兴ｚ （１．福州大学，电气工程与自动化学院，福建福州３５０１０８： ２．英飞特电子股份有限公司，浙江杭州 ３１００５１） 摘要：随着电力电子技术的发展，为提高功率密度和控制动态响应，电力电子朝着高频化方向发展，但导致了 开关器件承受较大的电压应力和产生较大的热量，研究可靠的缓冲电路能有效抑制开关管电压尖峰．减小开 关损耗。本文提出了一种高效同步整流有源箝位缓冲全桥ＤＣ／ＤＣ电路，详细分析了该电路的工作原理、工作过 程，并通过理论分析及公式推导对关键参数进行设计。开展了仿真研究和２ ｋＷ全桥ＤＣ／ＤＣ实验样机设计与实 验，验证了所提有源箝位方案具有显著的电压尖峰抑制效果、能量回馈和效率高、方便控制等优点。 关键词：同步整流：全桥电路：缓冲电路：有源箝位 中图分类号：ＴＭ４６１ 文献标识码：Ａ 文章编号：１０００—１００Ｘ（２０１８）０３—０００８—０３ Ａ Ｈｉｇｈ Ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ Ａｃｔｉｖｅ Ｃｌａｍｐ Ｓｎｕｂｂｅｒ ｏｆ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｒｅｃｔｉｉｃａｔｆｉｏｎ Ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ／ＤＣ Ｃｉｒｃｕｉｔ ＬＩ Ｙｉｎ—ｂａｏ ，ＬＩＮ Ｗｅｉ—ｍｉｎｇ ，ＧＥ Ｌｉａｎｇ—ａｎ ，ＴＯＮＧ Ｘｉｎｇ２ （１．Ｆｕｚｈｏｕ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｆｕｚｈｏｕ ３５０１０８，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ ａｎｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ｄｙｎａｍｉｃ ｒｅｓｐｏｎｓｅ，ｔｈｅ ｈｉｇｈ ｆｆｅｎｑｕｅｎｅｙ ｏｆ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｃａｕｓｅｓ ｔｈｅ ｍｏｒｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ ａｎｄ ｈｏｔ，ａｎｄ ｎｅｅｄ ａ ｒｅｌｉａｂｌｅ ｓｎｕｂｂｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｓｐｉｋｅ ａｎｄ ｔｈｅ ｌｏｓｓ．Ａ ｈｉｇｈ ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ ａｃｔｉｖｅ ｃｌａｍｐ ｓｎｕｂｂｅｒ ｏｆ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ／ ＤＣ ｅｏｎｖｅ￣ｅｒ ｉｓ ｒｅｓｅａｒｃｈｅｄ．Ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｔｈｉｓ ｓｎｕｂｂｅｒ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎ— ｖｅ￣ｅｒ．Ａｎｄ ａｌｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ａｒｅ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ．Ａ ｅｎｅｒｇｙ ｒｅｃｙｃｌｉｎｇ ａｎｄ ｈｉｇｈ ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ ｗｉｔｆｈ ｍｕｃｈ ｌｏｗ ｓｐｉｋｅ ａｎｄ ｅａｓｙ ｃｏｎｒｏｌ ｉｓ ａｃｈｉｅｖｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｓｕｂｂｅｒ．Ｔｈｅ ｃｏｎｃｌｕｓｉｏｎ ｉｓ ｖｅｒｉｆｉｅｄ ｂｙ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ２ ｋＷ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ；ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ；ｓｎｕｂｂｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ；ａｃｔｉｖｅ ｃｌａｍｐ Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ Ｐｒｏｊｅｃｔ：Ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ ｂｙ Ｍａｊｏｒ Ｐｒｏｊｅｃｔ ｏｆ Ｆｕｊｉａｎ Ｓｃｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ（Ｎｏ．２０１４Ｈ６０１２） １ 引 言 随着电力电子技术的发展，开关电源越来越 高频化与小型化。然而，开关频率的提高使开关损 耗越来越大，导致了电路效率降低和器件发热严 重。同时，由于工作在高频状态下，开关变压器漏 感、分布电容等寄生参数的影响也很大。在开关转 换瞬间。寄生参数的能量充放致使功率器件承受 很大的热量和电压应力。这不仅意味着设计人员 必须选用昂贵的高耐压功率开关管。同时也给电 源的可靠性带来潜在威胁［１－２】 ＤＣ电路的变压器双向励磁，容易实现大功率输 出，且通过合理控制能够实现开关管的零电压开 通（ｚｖｓ）降低损耗，在大功率工业用电、电动汽车 行业得到了广泛应用。同步整流开关管导通阻抗 小，解决了传统二极管整流压降所导致的损耗；在 低电压大电流输出场合．同步整流技术的应用极 大地减小了整流电路的损耗ｆ３］。目前，针对全桥 ＤＣ／ＤＣ电路有多种方法可实现缓冲吸收的目的， 总体上主要通过２种方式：①减小漏电感；②耗散 过电压能量或能量回馈。减小漏感主要靠工艺；耗 吸收电路增强了开关电源可靠性．提高了效 率，使开关电源更趋于高频化、小型化。全桥ＤＣ／ 基金项目：福建省科技厅重大项目（２０１４Ｈ６０１２） 定稿日期：２０１７—０６—０８ 散过电压的能量则通过与变压器或开关管并联的 缓冲电路，常见的有ＲＣ．ＲＣＤ等吸收电路［４＿ 。 此处主要研究分析了一种高效同步整流有源 箝位缓冲全桥ＤＣ／ＤＣ电路，该电路具有吸收效果 显著、参数设计简单、损耗低、部分能量回馈效率 作者简介：李银宝（１９９１一），男，福建泉州人，硕士研究生， 研究方向为电力电子变流技术。 高且方便控制等优点：最后通过理论分析、计算机 仿真、样机设计和实验波形与数据进行了验证。 ８ 一种高效同步整流有源箝位缓冲全桥ＤＣ／ＤＣ电路 ２电路工作原理 此处所研究的吸收电路主要为当同步整流开 关管关断时，吸收电容箝位于开关管两端，利用电 容与漏感谐振，将漏感能量转移到电容上，从而抑 制了开关管振荡尖峰；然后通过受控制的Ｐ． ＭＯＳＦＥＴ与电阻 为电容提供放电回路，同时向 负载回馈部分能量。 图１示出采用高效同步整流有源箝位缓冲电 路的全桥ＤＣ／ＤＣ电路，电容Ｃ 、电阻 、二极管 ＶＤ 、开关管Ｖ 与电容 、电阻Ｒ２、二极管ＶＤ２、 开关管Ｖ。 分别构成两路吸收电路，如图中虚线 方框围成的电路所示，其中Ｖ ，Ｖａ２为Ｐ—ＭＯＳＦＥＴ。 由于两路吸收电路对称。工作原理相同，受篇幅 所限，下面工作过程分析以Ｃ，，Ｒ ，ＶＤ。，Ｖ 组成 的吸收电路为例；分析过程中ＶＤ ，Ｖ 。均假设为 理想器件 ＿Ⅳｌ ． ． 一 一 Ｇ 。 Ｊ图１全桥电路图 Ｆｉｇ．１ Ｔｈｅ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｄｉａｇｒａｍ 图２为基于全桥ＤＣ／ＤＣ电路的有源箝位缓 冲电路工作时序图。稳态工作时，该吸收电路可分 为４种工作模态，工作过程分析如下【 】： ＵｇｓＶ１，ＵｇｓＶ４ Ｏ 。 ：Ｉ．卜—］ ＩＩ Ｉ● ／４ｇｓＶ２，ＵｇｓＶ３ —— Ｏ Ｉ● Ｉ● ／／ｇｓＶｒｌ —— ０ ：：卜—］ ● Ｉ●Ｉ ／／ｇｓＶｒ２ —— Ｏ ＵｇｓＶａｌ ： ： Ｉ 。 Ｌ＿Ｊ Ｌ一一Ｊ’ ｔｌｄｓＶｒ１ Ｏ “ｄｓＶｒ２ — ０ ：：卜—＿＿１ 图２有源箝位缓冲电路工作时序图 Ｆｉｇ．２ Ｗｏｒｋｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｇｒａｐｈ ｏｆ ａｃｔｉｖｅ ｃｌａｍｐ ｓｎｕｂｂｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ 模态１【ｔ。，ｔ ］ｔ。时刻，全桥ＤＣ／ＤＣ电路初级 开关管Ｖ ，Ｖ 导通，输入电压 经Ｖ 、变压器初 级绕组ⅣＤ，Ｖ 向次级传递能量，次级同步整流管 Ｖ 。处于导通状态，初级能量通过Ｖ ，传递至输出 端；此时吸收电路Ｃ ，Ｒ ，ＶＤ ，Ｖ 均处于不工作状 态，直至ｔ 时刻模态１结束。 模态２ｐ。，ｔ２】ｔ。时刻，全桥ＤＣ／ＤＣ电路初级 开关管Ｖ ，Ｖ，导通，Ｖ 处于关断状态，吸收电路 开始工作。此时，Ｖ 处于关断状态，Ｃ。、ＶＤ。串联箝 位于Ｖ 的漏源端，为开关管提供吸收回路。漏感 与ｃ 产生串联谐振，将 能量转移到Ｃ。上，从 而有效地抑制开关管地振荡尖峰，直至ｔ２时刻模 态２结束。 模态３［ｔ２，ｔ３】ｔ２时刻，Ｖ２，Ｖ３处于导通状态， Ｖ 处于关断状态；此时控制Ｖ 开通，Ｃ 经 。，Ｖ 与输出端形成放电回路，此时Ｃ 两端电压高于输 出电压．电容吸收的能量部分回馈到输出端；直至 ｔ 时刻模态３结束。 模态４【ｔ，， ｔ，时刻至周期时间 ，Ｖｒ１，Ｃ１， Ｒ。，ＶＤ ，Ｖ 均处于不工作状态。 ３电路参数设计 ３．１ Ｃ１设计 Ｖ 关断时， 能量转移到Ｃ。上，电容吸收的 能量可用下式表示： ｃ１（Ｍ２２一／／，１２）／２＝Ｌｋｌｐ２／２ （１） 式中：ｕ ，“ 为Ｃ。充电前、后电压；Ｌ为厶电流峰值。 由式（１）可得Ｃ 表达式为： Ｃ１＞＇ＬｋＵ／（／１；２２～ １ ） （２） Ｃ 放电后保持预充电状态，仅略低于箝位电 压，当Ｖ 漏源电压高于一定值（即ＶＤ 导通压降） 时即起作用。在电容值选取上．该缓冲电路可选取 相对较大数值，增加吸收效果；而传统ＲＣＤ吸收电 路电容选取一般较小，吸收效果较差、损耗较大。 且Ｃ。仅与ＶＤ。串联箝位于Ｖ 。两端进行抑制， 及 放电回路完全断开，从而抑制效果显著且损耗小。 ３．２ ｖａ 驱动信号时间设计 Ｖ 。关断时， 与Ｃ。产生串联谐振，从而将 储存的能量转移到Ｃ 上，由串联谐振原理可知： ￡ ，Ｃ 谐振角频率为： ＝１／ＬＶ％ｋｋ￣Ｃ， （３） Ｃ 箝位电压为： ｃｌ＝２Ｕｏ＋Ｌｋｄｉ ／ｄｔ （４） 式中： 为输出电压。 由式（３）可推导出谐振频率为： １／（２￣ｔｏ ）＝１／（２１Ｔ、／ ｋＣ１） （５） 由式（５）推导出谐振周期为： ｌ ＝２１Ｔ、／ ｋＣ１ （６） 该缓冲电路的吸收过程为１／４的谐振腔时 间，由此可得Ｖ 驱动信号开始时间为Ｖ 关断后 的时间，且ｔ应不超出主开关管关断时间范围内。 ｔ≥７Ｔ／４＝订、／￡ｋＣ１／２ （７） ９ 第５２卷第３期 ２０１８年３月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏ１．５２，Ｎｏ．３ Ｍａｒｃｈ ２０１８ ３．３足ｌ设计 ２个变压器串联工作，次级倍流整流方式。开关频 率，＝＝１３３ ｋＨｚ，吸收电路电容为１０４／１００ Ｖ，吸收电 阻为４个封装为１２０６。阻值为ｌ０ Ｑ的电阻。这里 当Ｖ 开通时，Ｃ 存储的能量一部分消耗在 。上、一部分回馈至输出侧。满载时输出电阻尺。 较小，为使尺 满足各种负载，计算时将 视为唯 一吸收电路开关管选用ＦＤＮ８６２６５Ｐ、二极管选用 ＳＬ１６ＰＬ—ＴＰ。 放电电阻。Ｃ 吸收能量为： ｃ＝￡Ｊ＿Ｄ２／２ （８） 图４为半载时Ｖ 实验波形，可见，半载时未 加缓冲电路情况下．同步整流开关管均存在较大 振荡尖峰．加有源箝位缓冲电路有效地抑制了开 关管的振荡尖峰。图５为满载时Ｖ ，实验波形。 尺 Ｇ。时间常数 为： 一ｒ＝Ｒ１Ｃｌ （９） 般认为电容３丁～５ 放电结束，则在Ｖ ，开通 Ｒｌ＜ ｌ／（３Ｃ１） （１０） 时间为 时，可得： ３．４ Ｖ，ａ， 选择 该吸收电路所选用开关管为Ｐ—ＭＯＳＦＥＴ，不选 用Ｎ型开关管。鉴于Ｎ型开关管的体二极管导通 方向与放电回路方向一致，存在由体二极管形成 的放电回路．而导致吸收电路失去可控制性；且经 体二极管放电效果不佳，故为了使该吸收电路具 趟 ｝Ｉ ｌ ｆ ！ Ｉｒ 一 ｆ ｝ ｌ ｔ／（２ ｓ／格） （ａ）Ｖｌ 驱动波彤 雾一一 ，＾ ．Ｎ一 —国 ｌ 一肇＼＞ ｌ一难，霎萋 ｔ／（２ ｐｓｌ格） 一避，＾ ，Ｊｉ （ｄ）“ ，ＵＶＤ 备较好抑制开关管振荡尖峰的效果，且可控制，此 处选择Ｐ型开关管。 一瑶，＾ｎ一 一堆／Ｖ。ＩＪ，； Ｉ Ｊ 峰｝ 上 Ｊ ●＿ ：Ｌｊ Ｅ ｝ ｌ ｔ／（２ ｌａｓｌ格） 一 ／＾ ／ＩＪ＞≈ （ｃ）Ｖ ＩＭ２电流 ▲ 一蜒／Ｖ。 ＩＪ＾、 ４计算机仿真及实验结果与分析 ４．１计算机仿真 基于仿真软件ＰＳＰＩＣＥ进行仿真。图３为满载 仿真波形，可见，满载时该缓冲电路能够有效抑制 开关管的振荡尖峰。减小电压应力。 ｌ １ 。‘ ｌ ＬＬ ｌｌ ｆ １ｌ ｝ 【一 ．【． ３： Ｖ ｌ ｊ１．－－ Ｉ ｔ／（２ ｕｓ／格）（ｅ）束』儿Ｉ吸收电路ｉ：Ｉ，Ｊｔ，ｄｍｉｔ／（２ ｓ／格） （Ｏ ＪＪｒｌ吸收电路时ｌ ｍ 图４半载时Ｖ，。实验波形 Ｆｉｇ．４ Ｔｈｅ Ｖ，Ｉ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｈａｌｆ ｌｏａｄ 蝗 ＞ 堙 ＜ ｔ／（２ ／格） （ａ）Ｖｌ ｖ｜驱动波形１ ｔｆ（２ ｐｓｉ格） （ｂ）ＶｒｔＮ２ 驱动波形２ ７２ ６ 蛙 ＞ 、 黧 难 ＞ ０ —ｋ ＇ — 丁＋ ！ ｌ Ｉｌｌｌ ｆ １Ｌ 垂誓 ３４ 一 —— ｝＝一ｒ—０＋～ ＝！ 一一— ２ 带Ｄ广了三 ．９一 一 ｌ 一 ｒ 一【； ｌ ｆ ｌ 【 ｌ ｆＩ １斗 ｝ ｔｌ（２ｌａｓ／格） （ｃ）ｖ ＩＭ２电流 ：ｊ“ 连 ＿ ｔｌ（２ ｔａｓｆ格１ （ｄ） ’Ｉ，／／ＶＤＩ ３３ ９ ／ 一 Ｌ ｉ ｌ ｌ ＾ ‘■ｉ ｔｌ（Ｏ．５ ｕｓ／格）（ｅ）未加吸收电路时ｌ … ｔ／（Ｏ．５ ｓ／格） （ｆ］加吸收电路时 Ｉｍ 一： —十｝｝ Ｉ＿ ＞ ！ 苦 ｌ １ Ｌ Ｉ ｌｊ— Ｉ ｌ Ｌ 一 １ｄ ｌ｝！ｌ 图３满载仿真波形 Ｆｉｇ．３ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｆｕｌｌ ｌｏａｄ Ｌ Ｒ＇Ｖ （ｅ１未ｎ¨】吸收电路Ｉｔ，Ｊ＂Ｕｄｍ【 ｔ｝ ２ ｓ／１各） （ｆ】加吸收电路时ＲｄｓＶｒＩ ４．２样机与实验结果 图５满载时Ｖ 实验波形 Ｆｉｇ．５ Ｔｈｅ Ｖ，ｌ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｆｕｎ ｌｏａｄ 在理论分析基础上构建了一台２ ｋＷ实验样 机．样机主要参数如下：Ｕ￣＝２００ Ｖ，／＿１．＝１４ Ｖ，桥内 １Ｏ （下转第２ｌ页） ＣＨＢ逆变器功率均衡控制策略研究 ／／，ＡＮ和 ＡＢ的实验波形及其频谱图。由实验结果可 了载波调制法功率均衡控制策略在不影响输出电 压波形质量的前提下，可达到输出功率在一个周 见．ＣＨＢ逆变器在保证各级联单元输出功率相同 的情况下，可以分别输出７电平的相电压波形和 １３电平的线电压波形。且都具有１１４周期和１／２ 周期对称。相电压与线电压的频谱分布也与仿真 结果相似。 难 ＞ 寸 、 期内基本均衡的目的，且控制方法比较简单；②改 进的功率均衡控制策略虽然对输出电压波形质量 有一定影响．但功率均衡的效果更好。 凄 ＞ …ｉ．一 ¨ ． 景 … … …’兽 Ｊ ’ ”，■广” ，参考文献 ［１］ Ｗ Ａ Ｈｉｌｌ，Ｃ Ｄ Ｈａｒｂｏｕｒｔ．Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｍｅｄｉｕｍ Ｖｏｌｔ— ａｇｅ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ【Ａ】．ＩＥＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ Ａｎｎｕａｌ Ｍｅｅｔｉｎｇ（ＩＡＳ）【ｃ】．１９９９：１１８６－１１９２． ［２】丘东元，张波，潘虹．级联型多电平变换器一般构 ｔ／（２ ｍｓ／格） （ｂ）ＵＡａ 鞋 ＞ 成及原则研究［Ｊ］．电工技术学报，２００５，２０（３）：２４—３５． 婆 ＞ ［３］Ｐ Ｗ Ｈａｍｍｏｎｄ．Ａ Ｎｅｗ Ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ Ｅｎｈａｎｃｅ Ｐｏｗｅｒ Ｑｕ－ ． ２ “ ｌ ＾－ ． 山 ｌｉａｔｙ ｆｏｒ Ｍｅｄｉｕｍ Ｖｏｌｔａｇｅ ＡＣ Ｄｒｉｖｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９７，３３（１）：２０２－２０８． ｆ／（１ ２００Ｈｚ／格） （ｃ） ＡⅣ频谱∥（Ｉ ２００Ｈｚ／格） （ｄ）ｕＡＢ频谱 【４］ Ｃａｒｒａｒａ Ｇ，Ｇａｒｄｅｌｌａ Ｓ，Ｍａｒｃｈｅｓｏｎｉ Ｍ．Ａ Ｎｅｗ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ 图１０相电压和线电压实验波形 Ｆｉｇ．１０ Ｐｈａｓｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｎＴｌｓ ＰＷＭ Ｍｅｔｈｏｄ：Ａ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，１９９２，１３（５）：４９７—５０５． 【５】Ｐｅｎｇ Ｆ Ｚ，Ｍｃｋｅｅｖｅｒ Ｊ Ｗ，Ａｄａｍｓ Ｄ Ｊ．Ａ Ｐｏｗｅｒ Ｌｉｎｅ Ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｅｒ Ｕｓｉｎｇ Ｃａｓｃａｄｅ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｄｉｓｔ· ６ 结 论 对于级联多电平逆变器，理论分析对比了上 ｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．，１９９８， ３４（６）：１２９３－１２９８． 下载波１／４输出周期互换的功率均衡控制策略， 【６】 孙宜峰，阮新波．级联型多电平逆变器的功率均衡控 制策略［Ｊ］．中国电机工程学报，２００６，２６（４）：１２６—１３３． 并进行了仿真实验验证。得出了以下结论：①证明 （上接第１０页） 证了所提有源箝位电路具有吸收效果显著、能量 回馈提高效率、方便控制等优点。 可见．满载时缓冲电路同样具有显著的抑制 振荡尖峰的效果。该吸收电路在半载、满载工作状 态下．均能有效抑制开关管振荡尖峰。且整机取得 了较高的效率。整机效率曲线如图６。样机在不同 负载下均取得较高的效率，最高效率为９７．３％。 参考文献 【１】 Ｊ Ｗｉｎｄｅｌｓ，Ａ Ｍｏｎｔ６，Ｊ Ｄｏｕｔｒｅｌｏｉｇｎｅ．Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｃｈａｒａｃ— ｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ａ Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｉｄｅ Ｓｍａｒｔ－ｐｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ａｃｔｉｖｅ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｌａｍｐ［Ｊ］．ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１５，９８（６）：５１８—５２７． ［２】程庆生．一种新型无损箝位电路在单端正激电源中的 应用［Ｊ］．电源世界，２００４，２１（６）：２９—３１． ［３】 张继红，孙［４】邹华昌，乔维，孙绍华．全桥倍流同步整流软开关变 江，宋浩谊．开关电源的缓冲电路设计【Ｊ】． 换器的研究［Ｊ］．电力电子技术，２０１０，４４（２）：２０—２２． 图６样机效率曲线 Ｆｉｇ．６ Ｔｈｅ ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ ｃｕｒｖｅ ｏｆ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｌ ｐｒｏｔａｏｔｙｐｅ 微电子学，２００８，３８（１）：１４１—１４． 【５］ 徐晓彬．大功率全桥变流器次级整流吸收电路研究【Ｊ］． ５ 结 论 针对大功率全桥ＤＣ／ＤＣ电路。此处研究分析 了一种高效同步整流有源箝位软开关技术，通过 合理设计该缓冲电路的关键参数，能有效抑制开 电力电子技术，２００９，４３（１）：４１—４２，７２． 【６】Ｍａｒｋ Ｅ Ｊａｃｏｂｓ，Ｓｕｂａｒｎａ Ｐａｌ，Ｊｏｈｎ Ｆ Ｓｔｅｅ１．Ａｕｘｉｌｉａｒｙ Ａｃ－ ｔｉｖｅ Ｃｌａｍｐ Ｃｉｒｃｕｉｔ，ａ Ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ Ｃｌａｍｐｉｎｇ ａ Ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ａ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ Ｓｗｉｔｃｈ ａｎｄ Ｓ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ ｔｈｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｒ Ｍｅｔｈｏｄ［Ｐ］．ＵＳ：６８８２５４８Ｂ１，２００５． 关管振荡尖峰，减小开关管电压应力，同时降低电 【７】程实，郭育华，余璞．基于充电机的３ ｋＷ移相全 路损耗，提高效率。计算机仿真和实验样机研究验 桥变换器［Ｊ］．电力电子技术，２０１６，５０（３）：８８—９０． ２１
