高频电子线路作业及答案(胡宴如狄苏燕版)三章(最新整理)

3.1　谐振功率放大器电路如图3.1.1所示，晶体管的理想化转移特性如下图P3.1所示。已知：VBB0.2V，ui1.1cos(t)V，回路调谐在输入信号频率上，试在转移特性上画出输入电压和集电极电流波形，并求出电流导通角及Ic0、Ic1m、Ic2m的大小。

[解]　由uBEVBBui0.2V1.1cos(t)V0.2V1.1cos(t),可作出它的波形如图P3.1(2)所示。

根据uBE及转移特性，在图P3.1中可作出ic的波形如(3)所示。由于t0时，

uBEuBEmax(0.21.1)V=1.3V,则

iCmax0.7A。

因为UimcosUBE(on)VBB，所以cosUBE(on)VBBUim0.60.20.364,则得1.169由于0(69)0.249，1(69)0.432，2(69)0.269，则

Ic00(69)iCmax0.2490.70.174AIc1m1(69)iCmax0.4320.70.302AIc2m2(69)iCmax0.2690.70.188A3.2　已知集电极电流余弦脉冲iCmax100mA，试求通角120，70时集电极电流的直流分量Ic0和基波分量Ic1m；若Ucm0.95VCC，求出两种情况下放大器的效率各为多少？

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[解]　(1) 120，0()0.406，1()0.536Ic00.40610040.6mA,Ic1m0.53610053.6mAc11()Ucm10.536AA0.9562.7%20()VCC20.406(2) 70，0()0.253，1()0.436Ic00.25310025.3mA,Ic1m0.43610043.6mA10.4360.9581.9%20.2533.3　已知谐振功率放大器的VCC24V，IC0250mA，Po5W，Ucm0.9VCC，试

c求该放大器的PD、PC、C以及Ic1m、iCmax、。

[解]　 PDIC0VCC0.25246WPCPDPo651WCIc1mPo583.3%PD62Po250.463AUcm0.924V1g1()2CCC20.8331.85,50Ucm0.9iCmaxIC00.251.37A0()0.1833.4　一谐振功率放大器，VCC30V，测得IC0100mA，Ucm28V，70，求Re、

Po和C。

[解]　 iCmaxIc0100395mA0(70)0.253Ic1miCmax1(70)3950.436172mAU28Recm163ΩIc1m0.17211

Ic1mUcm0.172282.4W22P2.4Co80%PD0.1303.5　已知VCC12V，UBE(on)0.6V，UBB0.3V，放大器工作在临界状态

Po

Ucm10.5V，要求输出功率Po1W，60，试求该放大器的谐振电阻Re、输入电压Uim及集电极效率C。

21Ucm110.52A55[解]　 Re2Po21UimUBE(on)VBB0.6(0.3)1.8Vcos0.511(60)Ucm10.39110.5CAAA78.5%20(60)VCC20.218123.6　谐振功率放大器电路如图P3.6所示，试从馈电方式，基极偏置和滤波匹配网络等方面，分析这些电路的特点。

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[解]　(a) V1、V2集电极均采用串联馈电方式，基极采用自给偏压电路，V1利用高频扼圈中固有直流电阻来获得反向偏置电压，而V2利用RB获得反向偏置电压。输入端采用L型滤波匹配网络，输出端采用型滤波匹配网络。

(b) 集电极采用并联馈电方式，基极采用自给偏压电路，由高频扼流圈LB中的直流电阻产生很小的负偏压，输出端由L2C3，C3C4C5构成L型和T型滤波匹配网络，调节C3C4和C5使得外接50欧负载电阻在工作频率上变换为放大器所要求的匹配电阻，输入端由C1、C2、

L1、C6构成T和L型滤波匹配网络， C1用来调匹配，C2用来调谐振。

3.7　某谐振功率放大器输出电路的交流通路如图P3.7所示。工作频率为2 MHz，已知天线等效电容CA500PF，等效电阻rA8，若放大器要求Re80，求L和C。

[解]　先将L、CA等效为电感LA，则LA、C组成L形网络，如图P3.7(s)所示。由图可得

QeRe80113rA8由图又可得QeLA/rA，所以可得

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381.91106H1.91μH62π21011LA121.91μHLA12.122μH2Q3eLA1129871012F2987pF2626(2π210)2.12210LA1因为LAL，所以

CA11LLA21.91106CA(2π2106)25001012CQerA14.59106H14.59μH3.8　一谐振功率放大器，要求工作在临界状态。已知VCC20V，Po0.5W，

RL50，集电极电压利用系数为0.95，工作频率为10 MHz。用L型网络作为输出滤波匹配网络，试计算该网络的元件值。

[解]　放大器工作在临界状态要求谐振阻抗Re等于

2Ucm(0.9520)2Re3612Po20.5由于Re>RL，需采用低阻变高阻网络，所以

QeLRe361112.494RL50QeRL2.494501.986106H1.986μH62π101011LL121.986H12.31μH2Q2.494eC111101012F110pF2626L(2π1010)2.31103.9　已知实际负载RL50，谐振功率放大器要求的最佳负载电阻Re121，工作频率f30MHz，试计算图3.3.9(a)所示型输出滤波匹配网络的元件值，取中间变换阻抗

2。RL

[解]　将图3.3.9(a)拆成两个L型电路，如图P3.9(s)所示。由此可得

Qe2Qe1RL50114.9RL2Re121117.71RL29

C2Qe24.95201012F520pF6RL2π30105011C212520pFC21542pF2Q4.9e211L12252109H52nH6212(2π3010)54210C2QR7.7129L11e1L81.810H81.8nH2π3010611L111281.8nHL11183nH2Q7.71e1C1113391012F339pF2629(2π3010)8310L11L1L11L12(81.852)nH133.8nH3.10　试求图P3.10所示各传输线变压器的阻抗变换关系及相应的特性阻抗。

1Ri4Zc1U14U1[解]　(a) RiZc,RL4Zc,,Zc4RiRL4I4IRL4Zc164(b) RiR2Zc2UU112Zc,RLZc,ZcRi2RL,i4I2I22RLZc/2

3.11　功率四分配网络如图P3.11所示，试分析电路的工作原理。已知RL75，试求

Rd1、Rd2、Rd3及Rs的值。

[解]　当Tr1a与b端负载电阻均等于2Rs，a与b端获得信号源供给功率的一半。同理，

Tr2、Tr3两端负载RL都相等，且等于4Rs时，a、b端功率又由Tr2、Tr3平均分配给四个负载，所以每路负载RL获得信号源供给功率的1/4，故图P3.11构成功率四分配网络。

Rd175,Rd2Rd3150,Rs18.753.12　图P3.12所示为工作在2~30 MHz频段上、输出功率为50 W的反相功率合成电路。

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试说明：(1) Tr1~Tr5传输线变压器的作用并指出它们的特性阻抗；(2) Tr6、Tr7传输线变压器的作用并估算功率管输入阻抗和集电极等效负载阻抗。

[解]　(1) 说明Tr1~Tr5的作用并指出它们的特性阻抗

Tr1为1:1传输线变压器，用以不平衡与平衡电路的转换，Zc150。Tr2和Tr3组成9:1阻抗变换电路，Zc2Zc350/316.7。

Tr4为1:1传输线变压器，用以平衡与不平衡电路的转换，Zc412.5。Tr5为1:4传输线变压器，用以阻抗变换，Zc525。

(2) 说明Tr6、Tr7的作用并估算功率管的输入阻抗和等效负载阻抗

Tr6起反向功率分配作用，Tr7起反向功率合成作用。功率管的输入阻抗为

5012.892功率管集电极等效负载阻抗为

RaRb506.2524