研究与开发 基于ＤＳＰ双向开关型无桥ＰＦＣ变换器的研究 林朝明 （福建水利电力职业技术学院，福建永安摘要３６６０００） 对一种新颖前沿的单相双向开关型ＡＣ／ＤＣ无桥ＰＦＣ拓扑进行研究，采用数字化前馈 补偿，改善传统双环输入电流畸变问题，通过引入该种ＭＣＭ数字前馈占空比补偿，使得系统在 负载全功率范围内，输入电流波形不受电感连断续下模型差异的影响，都能得到一个较好的ＰＦＣ 效果。对于外环电压带宽低，采用输出负载电流前馈，改善其动态性能。最后搭建ｌｋＷ的无桥ＰＦＣ 样机，并在该平台上验证了该套方案的可行性。 关键词：双向开关；无桥ＰＦＣ；ＭＣＭ前馈补偿；输入电流畸变；全功率范围 Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｏｆ ｔｈｅ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｓｗｉｔｃｈ ＰＦＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ＤＳＰ Ｌｉｎ Ｚｈａｏｍｉｎｇ （Ｆｕｊ ｉａｎ Ｃｏｌｌｅｇｅ ｏｆ Ｗａｔｅｒ Ｃｏｎｓｅｒｖａｎｃｙ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐｏｗｅｒ，Ｙｏｎｇ’ａｎ，Ｆｕｊ ｉａｎ ３ ６６０００） Ａｂｓｔｒａｃｔ Ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ｐｒｅｓｅｎｔｓ ａ ｆｒｏｎｔ—ｅｎｄ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ａ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｓｗｉｔｃｈ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ （Ｂｒｉｄｇｅｌｅｓｓ—ＰＦＣ），ａｎｄ ｄｉｇｉｔｉｚｅｄ ｆｅｅｄｆｏｗａｒｄ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ａｄｏｐｔｅｄ ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｑｕａｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｕｎｄｅｒ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｄｏｕｂｌｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｌｏｏｐ（ＰＩ）．Ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｃａｎ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈ ｂｅｔｗｅｅｎ ＤＣＭ ａｎｄ ＣＣＭ，ａｎｄ ａｔｔａｉｎ ａ ｇｏｏｄ ｒｅｓｕｌｔ ｄｕｒｉｎｇ ｔｈｅ ｆｕｌｌ ｐｏｗｅｒ ｒａｎｇｅ．Ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ｄｅｄｕｃｅｄ，ａｎｄ ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｒｅ ａｔｔａｉｎｅｄ ｂｙ ｕｓｉｎｇ ｄｉｇｉｔａｌｌｙ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｂｒｉｄｇｅｌｅｓｓ—ＰＦＣ，ｗｈｉｃｈ ｖａｌｉｄａｔｅ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｓｗｉｔｃｈ；ｂｒｉｄｇｅｌｅｓｓ ＰＦＣ；ＭＣＭ ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ；ｉｎｐｕｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｍ ｔｈｅ ｆｕｌｌ ｐｏｗｅｒ ｒａｎｇｅ 随着汽车电子，航空等设备对电源体积和重量 或者是在ＭＣＭ（在ＣＣＭ和ＤＣＭ之间切换）。由 于电感处于不同工作状态，电路的数学模型会发生 了很大的变化，采用传统的双环控制，同一组控制 等要求越来越高，高功率密度ＡＣ／ＤＣ变换器已成为 当前的研究热点。随着高频化技术的发展Ｉ”，变换 器的开关频率可由十几ｋＨｚ上升到上百ｋＨｚ，高频 化为进一步提高功率密度带来机遇。双向开关型无 参数很难兼顾负载在整个功率范围内的样机性能， 为了针对由于电感工作在不同模态下带来的问题， 本文采用了ＭＣＭ数字前馈补偿方法，最大程度减 桥ＰＦＣ变换器能够减少有源功率器件，获得较高ＰＦ 和更好的波形及性能，并且管子电压应力低，是一 种适合应用于各种功率范围的高密度拓Ｃｂｔ １。 在一些特殊场合，如在线式ＵＰＳ，为了能够有 效减少变换器体积和提高功率密度，需要减少输入 滤波电感。因此在每个市电半周中，电感处于不连 续模态（ＤＣＭ）的时间增加。但由于电感的断续会 造成管子的开关应力和ＥＭＩ问题恶化。因此，在电 少输入电流畸变【４ 】。本文首先通过对单相双向开关 型无桥ＰＦＣ拓扑的工作模态分析，通过理论分析建 模，简化出等效的数学模型，进而推导出数字ＰＷＭ 控制方案，最后实验证明该方案的有效和可行性。 １ 双向开关型无桥ＰＦＣ工作模态分析 如图１所示，双向开关型无桥ＰＦＣ整流器，带 感的设计上，要满足一定负载以上（通常是大于 ２５０Ｗ），电感是处于连续状态。所以，市电带轻载 时，双向开关型无桥ＰＦＣ变换器会出现较多的ＤＣＭ 状态［３］，即在市电半周内，有可能全部工作在ＤＣＭ 三电平逆变负载，其中 ｉｄ是市电电压，双向开关 Ｇ１和Ｇ２是由ＩＧＢＴ背靠背反向串联组成， １为输入 电感，Ｃ 、Ｃ２为输出电容，应足够大，使得输出恒 定，两电容的中性点直接连到三相电中性点上。Ｌｏａｄ ６８ Ｉ电１技７ｌｔ ２０１５年第７期 为ＰＦＣ整流器负载，图１中带的是“Ｉ”型三电平逆 变。为了简化分析，简化后的单相无桥ＰＦＣ拓扑在 市电正负半周，相当于两套的Ｂｏｏｓｔ ＰＦＣ分别 对应有４种不同的工作方式，有４种不同的工作模 态，具体如图２所示。 广 Ｉ 图１ 双向开关型无桥ＰＦＣ带三电平逆变负载 匿鞋 簿鞋 （ｂ）模态２ （ｃ）模态３ （ｄ）模态４ 图２ 双向开关型无桥ＰＦＣ的模态分析 ２控制系统设计 ２．１ 电流内环 由图２，等效电路模型，利用空间状态方程 们， 则ＣＣＭ下电感电流对占空比的传递函数为 ｉＬ（ｓ）Ｕｏ （１） ｄｃｃｍ（ｓ）２Ｌｓ 同样由图２，电感电流断续下， 对占空比的传 递函数为 ｉＬ㈣Ｓ～ （ ） ＋Ｕｏ－２Ｖｉｎ （２） 。 ——Ｄｄ Ｔ 研究与开发 图３电感电流ｆＴ对ＣＣＭ和ＤＣＭ下占空比的传 递函数的波特图。从图上可以看出，该电路的两种 不同工作模式下对应的不同数学模型，在低频部分， ＣＣＭ模式下的增益比ＤＣＭ的高，而高频部分，两 者的增益差异不大。在ＤＣＭ下，增益随着输入电 压的增大而增大。在这种模式下，在市电半周内， 电路的控制增益是个时变量，而且系统在ＤＣＭ和 ＣＣＭ切换时，增益也会有明显的跳变。因此，采用 传统的双环控制，参数通常设计在其中一种模态下， 如设计在ＣＣＭ模式下，当带轻载时，系统工作在 ＤＣＭ，此时控制增益偏小，波形会有畸变。反之， 控制增益过大，系统容易发生震荡，不稳定。因此 为了全负载范围内的良好性能，需要引入ＭＣＭ前 馈补偿。 密 － 蔓 Ｉ ：磐 Ｉｒ 【ｌ ｆＭｃ —＇ ≈ ：ｋ 岔 芒 ＼ 频翠ｉｆ／ｒａｄ） 图３ 电感电流对ＣＣＭ和ＤＣＭ下占空比的 传递函数的波特图 在市电正半周ＣＣＭ稳态下，开关管两端的电 压表达式为 ＜Ｖｓ＞ｃｃｍ＝（１一 ｃ ）Ｖｏ （３） 式中， 为正母线电压，由＜Ｖｓ＞ｃｃｍ＝ｖｉ ，正半周 下的占空比的稳态量可表示为 。。 ＝１一 （４） 用同样的方法，在ＤＣＭ下，可以得到断续下 的开关管两端的电压表达式，如式（５）所示。 ＜Ｖｓ＞ｄｃｍ： Ｖｏ＋（１一ｄｌ—ｄ２）Ｖｉ （５） 式中， ，为断续时电感电流下降到０的占空比，又 由＜Ｖｓ＞ｄｃｍ：ｖｉｎ，且＜ｉＬ＞跟踪ｖｉｎ，＜ｉＬ＞＝Ｖｉｎｇｅ， 可以由式（５）得到 ２Ｌｇｅ （６） 一？’ 式中，ｇ。是电压外环的输出，因此，ＤＣＭ模式下 的前馈占空比可写成 ｄ ＝ ２Ｌｇｅ（ｖｏ－Ｖｉｎ）： 、『 ｏ』 ２０１５年第７期电薯＿薯技术Ｉ ６９ 研究与开发 从式（４）和式（７）可以得出结论 ｄｃ 只与 馈，可将控制方程式（８）改写成补偿后的控制方程 有关，而 ｄｃ 不仅与Ｖｉ 有关，还和电压外环ＰＩ输 捌 式形式，即 Ｏ Ｏ 出的导纳ｇ。有关，假设ｉＬ完全跟踪上ｖｉ 相位，能得 ８ ６ 到输入功率表达式是Ｐ＝Ｖｉｎ２ｇ 。因此，可以看出 ｄ。 不仅与输入电压ｖｉ ，还与系统功率有关。 根据上面推导的断续和连续的稳态前馈表达 式，利用Ｍａｔｈｃａｄ １４数学软件作出如图３和图４所 示的占空比变化曲线趋势，虚线部分为断续占空比 稳态前馈分量，随着输入功率的变化而变化，实线 部分为连续占空比的稳态项前馈项，不随输入功率 变化。因此需要在电感电流断续和连续的时候引入 不同的前馈分量。系统控制原理框图如图５所示。 ｌ Ｏ ‘． ．． ．．．．‘ ’ ・・７ ‘ ．．Ｐ：１０００Ｗ．．‘’． ． ． ．’‘＼．‘・．。 ． ．’・．．．．／。。 ．． ＼・．’・． ・．Ｐ＝８００Ｗ ‘ ．．． ＿ｌ －．１．’．霉≥ ≥・． ． ．誊． ：≤ ‘・‘ ．．．．．・仁 ５０．Ｗ。。’・・ ≥ 夕 ’．／． ．． ‘’Ｐ ２５０Ｗ ．．．．．一一－．． ： ．．．－－．．．－．． 曼 ．．． ‘＿１．． ’０ Ｉ Ｔｃ／２ ２ ３Ⅱ 角度／（ｏ／ｒａｄ） 图４ ＣＣＭ（实线）和ＤＣＭ（虚线）前馈的占空比曲线 Ｌｌ 图５系统控制框图 ２．２ 电压外环 为了滤除母线上的低频二次纹波，在电压外环 上的带宽通常被设置得很低，尽管能够获得比较好 的稳态性能，但却会因此而降低系统对负载变化的 动态响应能力。电压外环采用比例积分控制。在双 环控制中，由于电压外环的输出作为电流内环的参 考给定。因此，具体的控制方程可以表示为 ｆ ／ｒｅｆ＝Ｋｐｅ（ｔ）＋ｘｉ Ｉ■Ｕ ｅ（ｔ）ｄｔ （８） 为了加快系统的动态性，引入母线负载电流前 Ｉ７０ ｌ电｜｜ｌ技：ｌｉｔ ２０１５年第７期 Ｏ Ｏ ４ ２ ／ｒｅｆ Ｖ （ Ｐ（ｆ）＋Ｋｉ Ｊ，ｔ ｅ （ｔ）ｄｔ＋ ） （９） 为了验证新的控制方程式（９）的有效性，可由 输入输出功率守恒，可以得到母线输出负载电流，ｎ 的表达式，即 ￣ｉｉｎｌ：——ｒｅｆ （１０） 由式（１０）可以得到 Ｋｐｅ（ｔ）＋Ｋｉ Ｊｏｅ（ｔ）ｄｔ＝０ （１１） 由式（１１）可以看出，采用式（９）引入负载电 流前馈控制后，系统调节控制无静差，控制环路可 以得到较好的动态性能。关于母线输出电流， 的采 样问题，为了不增加硬件开销，通过利用节点电流 法，将该电流转化成母线电容电流和二极管电流之 和，即有式（１２），离散化后得式（１３） ｉｏ：ｉｏ＋ｆｃ＝（１－Ｄ）ｉＬ．Ｃ鲁 （１２） ｆ０（ ）：（１一ｄ（ｋ—１））ｆＬ（后）一ｃ （１３） 』ｓ 最终可以得到改进后的系统结构框图，如图６ 所示。 图６ 改进后系统整体控制框图 ３ 实验验证 在实验室制作样机，样机的技术参数为：输入 市电范围１２０￣２６０Ｖ；输入频率４４￣５４Ｈｚ；输出功 率：１Ｏ００Ｗ／９００ＶＡ：直流母线电压３６０Ｖ。测试参数： 市电 ｒｉｄ＝２２０Ｖ，输入电感上】＝１．６ｍＨ，母线电容 Ｃ＝４７０ｐＦ，开关频率￣＝２０ｋＨｚ，母线电压Ｖｏ＝３６０Ｖ， 主控芯片采用ＴＩ的ＴＭ￥３２０Ｆ２８０３５。 图８为满载１０００Ｗ下，控制系统未引入前馈 和引入前馈占空比后的输入电感电流和市电波形， 可以看出和仿真一致，未引入ＭＣＭ前馈占空比， 输入电流会有畸变（特别是过零和整个波形会略向 左偏），此时ＴＨＤ 为５．８％，引入ＭＣＭ前馈占空比
