交流异步电机的变频调速系统设计报告

交流异步电机的变频调速系统设计报告

单相异步电机

设计

姓 名: 学 院: 专 业: 班 级: 学 号: 日 期

指导教变频调速器的

陈焰 工学院 12级电气工程及其自动化 电气3班 12100515 2015年1月17日—2015年1月23日

刘权、孙磊

师:

安徽农业大学工学院电气工程系

摘要

近年来,交流电机变频调速及其相关技术的研究己成为现代电气传动领域的一个重要课题,并且随着新的电力电子器件和微处理器的推出以及交流电机控制理论的发展，交流变频调速技术还将会取得巨大进步。

现在流行的异步电动机的调速方法可分为两种：变频调速和变压调速，其中异步电动机的变频调速应用较多，它的调速方法可分为两种：变频变压调速和矢量控制法，前者的控制方法相对简单，有二十多年的发展经验。因此应用的比较多，目前市场上出售的变频器多数都是采用这种控制方法。

本文对变频调速理论，逆变技术，SPWM产生原理进行了研究，在此基础上设计了一种新型数字化三相SPWM变频调速系统，以8051控制专用集成芯片 SA4828为控制核心，采用IGBT作为主功率器件，同时采用EXB840构成IGBT的驱动电路，整流电路采用二极管，可使功率因数接近1，并且只用一级可控的功率环节，电路结构比较简单。

一、绪论

1.1 变频调速技术简介

变频调速技术是一种以改变交流电动机的供电频率来达到交流电动机调速目的的技术。大家都知道，目前，无论哪种机械调速，都是通过电机来实现的。从大的范围来分，电机有直流电机和交流电机。由于直流机调速容易实现，性能好，因此过去生产机械的调速多用直流电动机。但直流机固有的缺点：由于采用直流电源，它的滑环和碳刷要经常拆换，故费时费工，成本高，给人们带来太大的麻烦。因此人们希望，让简单可靠廉价的笼式交流电机也像直流电动机那样调速。这样就出现了定子调速、变极调速、滑差调速、转子串电阻调速、串极调速等交流调速方式。当然也出现了滑差电机、绕线式电机、同步式交流电机。随着电力电子技术、微电子技术和信息技术的发展，出现了变频调速技术，它一出现就以其优异的性能逐步取代其它交流电机调速方式，乃至直流电机调速，而成为电气传动的中枢[1]。

变频调速被认为是一种理想的交流调速方法。但如何得到一个单独向异步电动机供电的经济可靠的变频电源，一直是交流变频调速的主要课题。20世纪60年代中期，随着普通的晶闸管、小功率管的实用化，出现了静止变频装置，它是将三相的工频电源经变换后，得到频率可调的交流电。这个时期的变频装置，多为分立元件，它体积大、造价高，大多是为特定的控制对象而研制的，容量普遍偏小，控制方式也很不完善，调速后电动机的静、动态性能还有待提高，特别是低速的性能不理想，因此仅用于纺织、磨床等特定场合。

20世纪70年代以后，电力电子技术和微电子技术以惊人的速度向前发展，变频调速传动技术也随之取得了日新月异的进步，开始出现了通用变频器。它功能丰富，可以适用于不同的负载和场合，特别是进入20世纪90年代，随着半导体开关器件IGBT、矢量控制技术的成熟，微机控制的变频调速成为主流，调速后异步电动机的静、动态特性已经可以和直流调速相媲美。随着变频器的专

用大规模集成电路、半导体开关器件、传感器的性能越来越高，进一步提高变频器的性能和功能已成为可能。现在的变频器功能很多，操作也很方便，其寿命和可靠性也较以前有了很大的进步。

所谓变频就是利用电力电子器件(如功率晶体管GTR、绝缘栅双极型晶体管IGBT)将50Hz的市电变换为用户所要求的交流电或其他电源。它分为直接变频(又称交-交变频)，即把市电直接变成比它频率低的交流电，大量用在大功率的交流调速中;间接变频(又称交-直-交变频)，即先将市电整流成直流，再变换为要求频率的交流。它又分为谐振变频和方波变频。前者主要用于中频加热，方波变频又分为等幅等宽和SPWM变频。常用的方法有正弦波(调制波)与三角波(载波)比较的SPWM法、磁场跟踪式SPWM法和等面积SPWM法等。

本设计所设计的题目属于间接变频调速技术。它主要包括整流部分、逆变部分、控制部分及保护部分等。逆变环节为三相SPWM逆变方式。 1.2 变频器的发展现状和趋势 变频器的发展现状

进入90年代，通用变频器以其优异的控制性能，在调速领域独树一帜，并在工业领域及家电产品中得到迅速推广。此外，变频技术和变频器制造己经从一般意义的拖动技术中分离出来，成为世界各国在工业自动化和机电一体化领域中争强占先的阵地，各发达国家更是在该技术领域注入了极大的人力、物力、财力，使之目前己经进入了高新技术行业。就变频技术而言，目前日本、美国及法国、荷兰、丹麦等国家可以说是齐头并进，不分伯仲。在这一领域的研制、生产方面，220KW功率以上的变频器基本被欧、美等国家垄断，如德国的西门子(SIEMEN)、丹佛斯( DANFOSS)，美国的AB.OE公司、欧洲的ABB等。中小容量的变频器85%为日本产品和产品所占领，如富士(FUJI),三垦( SAMCO )、东芝(TOSHIBA)、松下(PANASONIC)、三菱( MITSUBISHI)、安川以及的台达。由于这些国家、地区的工业基础好、制造业发达、开发生产能力强，所以他们生产的变频器适应范围广，生产己经初具规模变频器应用普及率在85%以上。我国的变频器深圳华为电气(现己经改名安圣电气)、伴灵电气、成都森兰、大连普传科技都是变频器研究、开发、生产的高新技术企业，拥有雄厚的技术实力，相信不久的将来可以取代国外品牌，创建我们自己的国产名牌。 变频器技术的发展趋势

在进入21世纪的今天，电力电子器件的基片已从Si（硅）变换为SiC（碳化硅）,使电力电子新元件具有耐高压、低功耗、耐高温的优点；并制造出体积小、

容量大的驱动装置；永久磁铁电动机也正在开发研制之中。随着IT技术的迅速普及，以及人类思维理念的改变，变频器相关技术的发展迅速，未来主要朝以下几个方面发展[2]：

1.网络智能化

智能化的变频器买来就可以用，不必进行那么多的设定，而且可以进行故障自诊断、遥控诊断以及部件自动置换，从而保证变频器的长寿命。利用互联网可以实现多台变频器联动，甚至是以工厂为单位的变频器综合管理控制系统。

2.专门化和一体化

变频器的制造专门化，可以使变频器在某一领域的性能更强，如风机、水泵用变频器、电梯专用变频器、起重机械专用变频器、张力控制专用变频器等。除此以外，变频器有与电动机一体化的趋势，使变频器成为电动机的一部分，可以使体积更小，控制更方便。

3.环保无公害

保护环境，制造“绿色”产品是人类的新理念。21世纪的电力拖动装置应着重考虑：节能，变频器能量转换过程的低公害，使变频器在使用过程中的噪声、电源谐波对电网的污染等问题减少到最小程度。

4.适应新能源

现在以太阳能和风力为能源的燃料电池以其低廉的价格崭露头角，有后来居上之势。这些发电设备的最大特点是容量小而分散，将来的变频器就要适应这样的新能源，既要高效，又要低耗。现在电力电子技术、微电子技术和现代控制技术以惊人的速度向前发展，变频调速传动技术也随之取得了日新月异的进步。这种进步集中体现在交流调速装置的大容量化，变频器的高性能化和多功能化，结构的小型化一些方面。 1.3 研究的目的与意义

在工业发展的初级阶段，人们主要使用集中传动。作为动力的鼠笼电动机，是不需要调速的。它只需要满足各种生产条件对它提出的起动和稳速运行的要求就可以，调速的任务是由皮带和齿轮来完成。随着生产规模的不断扩大，对生产的连续性和流程化的要求愈来愈高，发展电机的调速技术已经是势在必行了。直流调速系统，由于其良好的调速性能，很长的时期内在调速领域内占据首位。但是由于直流电动机本身有机械换向器，给直流调速系统造成一些固有的、难于解决的问题。

随着交流传动电动机调速的理论问题的突破和调速装置(主要指变频器)性能的完善，交流电动机调速系统的性能差的缺点已经得到了克服，目前，交流调速系统的性能已经可以和直流系统相媲美，甚至可以超过直流系统。由于交

流调速不断显示其本身的优越性和巨大的社会效益，使变频器具有越来越旺盛的生命力。各种性能优越的新型电力半导体器件的出现，如既能控制导通又能控制关断的门极可关断晶闸管GTO；具有良好功率转换效率和适于在高频大功率情况下工作的MOSFET；既有MOS管栅极驱动电压功率小和驱动线路简单，又有双极性功率晶体管导通饱和压降小优点的绝缘栅双极性大功率管IGBT；以及内部既有大功率开关器件，又有各种驱动电路和过压、过流等保护电路的智能型功率模块IPM等器件的应用，不仅使交流调速系统控制装置体积小，效率高，而且还更容易实现各种功能复杂但在结构上简单的控制方案，更加充实和推动了变频器理论的进一步发展。

能完成各种复杂信号和信息处理的集成芯片的出现，如能产生脉宽调制信号的专用集成电路以及各种单片机和计算机系统用的微处理器和接口芯片的大量问世，为高质量的控制创造了良好的条件。建立在电机统一理论和机电一体化理论基础上的各种先进控制方案，通过快速检测电流实现PWM控制的变频技术，通过直接控制转矩来快速控制转速的转速自调整技术，以及具有很强抗干扰能力的变结构控制系统等等，都极大地丰富了电机调速领域的内容。

总之，交流电机调速技术的发展，特别是变频器传动本身固有的优势，必将使之应用于社会生产的各个领域，以体现出不同的功能，达到不同的目的，收到相应的效益。因此，本论文通过对变频器的研究，对于交流变频调速系统理论的应用，有着实际的意义和一定的应用价值。

1.4 系统原理框图及各部分简介

本文设计的变频器由以下几部分组成，如图1.1所示。

市整流三相PWM滤异步参考

系统各组成部分简介：

供电电源：电源部分因变频器输出功率的大小不同而异。因为本设计中采用市电，即220V电源。

整流电路：整流部分将交流电变为脉动的直流电，必须加以滤波。在本设计中采用三相不可控整流。它可以使电网的功率因数接近1。

三相逆变电路：逆变部分将直流电逆变成我们需要的交流电。在设计中采用三相桥逆变，开关器件选用全控型开关管IGBT。

PWM控制：调制脉冲宽度，控制我们所需要的频率。

滤波电路：因在本设计中采用电压型变频器，所以采用电容滤波，中间的电容除了起滤波作用外，还在整流电路与逆变电路间起到去耦作用，消除干扰。

控制电路：采用8051单片机和SPWM波生成芯片SA4828，控制电路的主要功能是接受各种设定信息和指令，根据这些指令和设定信息形成驱动逆变器工作的信号。这些信号经过光电隔离后去驱动开关管的关断。

2交流异步电动机变频调速原理及方法

2.1 三相异步电机工作的基本原理 异步电机的等效电路

异步电动机的转子能量是通过电磁感应而得来的。定子和转子之间在电路上没有任何联系，其电路可用图2.1来表示[3]。

图2.1异步电动机的定、转子图

图2.1中：

U1——定子的相电压；

.Ｉ１——定子的相电流；

rx１ ——定子每相绕组的电阻和漏抗； １　、　.E1——每相定子绕组反电动势，它是定子绕组切割旋转磁场而产生的。其

有效值可计算如下：

.E2s、I2S、X2S分别是转子电路产生的电动势、电流、漏电抗；

E14.44f1N1KN1m （2-1）

式中:

E1—气隙磁通在定子每相中感应电动势有效值；

f1—定子频率；

N1—定子每相绕组中串联匝数； KN1—基波绕组系数； m—极气隙磁通。

由电动机的基础知识可知：转子回路的频率 f2sf1，与转差率成正比，所以转子回路中的各电量也都与转差率成正比。

为了方便定量分析定、转子之间的各种数量关系，应将定子、转子放在一个电路中。由于定子、转子回路的频率、绕组、匝数不同，故必须进行折算。根据电机学原理，在下列假定条件下：

a.忽略空间和时间谐波，各绕组的自感和互感都是线性的； b.忽略磁饱和； c.忽略铁损。

可以得到电动机的T形等效电路图，由于交流异步电动机三相对称，所以现只取A相进行计算分析。A相的T形等效电路如图2.2所示。

图2.2 电动机的T形等效电路图

图2.2中：

rm——励磁电阻，是表征异步电动机铁心损耗的等效电阻；

xm——励磁电抗，是表征铁心磁化能力的一个参数；

Ｉ0——励磁电流；

.RL——机械负载的等效电阻，在

相当于异步电动机输出的机械功率；

1sr2sRL=,在RL上消耗的功率就

、ＥI22　、ｒ2　、Ｘ2等参数——经过折算后的转子参数。

异步电动机的转矩 （1）电磁转矩的表达式

m9550mn （2-2）

r式中 m的单位为KW；n的单位是min；Ｔ的单位是N•m。

（2）电磁转矩的物理表达式

,CeTM2cos2 （2-3） =

式中 CT——转矩常数； m——主磁通。 （3）电磁转矩的参数表达式

2psU12r2)2s2(x1x2)2]2f[(srre112 = （2-4）

式中 p——磁极对数； U1——电源的相电压； f1——电源频率。 异步电动机的机械特性

机械特性是指电动机在运行时，其转速与电磁转矩之间的关系，即n=f(T)，它可由（2-3）所决定的Tf(s)曲线变换而来。异步电动机工作在额定电压、额定频率下，由电动机本身固有的参数所决定的nf(T)曲线，叫做电动机的自然机械特性。

图2.3 异步电动机机械特性曲线

只要确定曲线上的几个特殊点，就能画出电动机的机械特性。 1.理想空载点

图2.3中的E点，在这点上，电动机以同步转速n0运行（s=0），其电磁转矩T=0。

2.起动点

图2.3中的S点，在起动点上，电动机已接通电源，但尚未起动。对应这一点的转速n＝0（ｓ＝1），电磁转矩称起动转矩st，起动是带负载的能力一般

T用起动倍数来表示，即KststT。式中,TN为额定转矩。

N3.临界点 临界点Ｋ是一个非常重要的点，它是机械特性稳定运行区和非稳定区的分界点。电动机运行在Ｋ点时，电磁转矩为临界转矩TK，它表示了电动机所有能产生的最大转矩，此时的转差率叫临界转差率，用sK表示。TK、sK根据式（2－3）用求极值的办法求出，即：由dTds＝0，可得：

r2r2sKx1x2)2r12(x1x2 （2－4）

3pU12TK22))]4f1(x1x24f1[r1r1(x1x23pU12 （2－5）

电动机正常运行时，需要有一定的过载能力，一般用m表示，即

m＝

TK （2－6） TN

普通电动机的m＝2.0～2.2之间，而对某些特殊用电动机，其过负载能力可以更高一些。

上述分析说明：K的大小影响着电动机的过载能力，K越小，为了保证过载能力不变，电动机所带的负载就越小。由nKn0(1sK)知：sK越小，nK越大，机械特性就越硬。因此在调速过程中，K、sK的变化规律常常是关注的重点。特别是研究变频后的电动机机械特性，K、sK就显得尤其重要。变频后的机械特性将会在下一小节中介绍。 异步电机变频调速原理

交流异步电动机是电气传动中使用最为广泛的电动机类型。根据统计，我国异步电动机的使用容量约占拖动总容量的八成以上，因此了解异步电动机的调速原理十分重要。

交流异步电动机是电气传动中使用最为广泛的电动机类型。根据统计，我国异步电动机的使用容量约占拖动总容量的八成以上，因此了解异步电动机的调速原理十分重要。

交流调速是通过改变电定子绕组的供电的频率来达到调速的目的的，但定子绕组上接入三相交流电时，定子与转子之间的空气隙内产生一个旋转的磁场，它与转子绕组产生感应电动势，出现感应电流，此电流与旋转磁场相互作用，产生电磁转矩。使电动机转起来。电机磁场转速称为同步转速，用n0表示：

n060fp （2-7）

式中：f为三相交流电源频率，一般是50Hz；p为磁极对数。当p=1是，

n0=3000r／min；p=2时，n0=1500r／min。

由上式可知磁极对数p越多，转速n0就越慢，转子的实际转速n比磁场的同步转速n0要慢一点，所以称为异步电动机，这个差别用转差率s表示：

s

n0n100%n0 （2-8）

在加上电源转子尚未转动瞬间，n=0，这时s=1；启动后的极端情况n=n0，则s=0，即s在0～1之间变化，一般异步电动机在额定负载下的 s=1%～6%。综合（2-7）和（2-8）式可以得出：

nn0(1s)60f(1s)p （2-9）

由式（2-9）可以看出，对于成品电机，其极对数p已经确定，转差率s的变化不大，则电机的转速n与电源频率f成正比，因此改变输入电源的频率就可以改变电机的同步转速，进而达到异步电机调速的目的。 2.2 变频调速的控制方式及选定 Vf比恒定控制

Vf比恒定控制是异步电动机变频调速中最基本的控制方式。它是在改

变变频器输出电压频率的同时改变输出电压的幅值，以维护电机磁通基本恒定，

从而在较宽的调速范围内，使电动机的效率、功率因数不下降。V控制是目前

f通用变频器中广泛采用的控制方式。

三相交流异步电动机在工作过程中铁心磁通接近饱和状态，从而使铁心材料得到充分的利用。在变频调速的过程中，当电动机电源的频率发生变化时，电动机的阻抗将随之变化，从而引起励磁电流的变化，使电动机出现励磁不足或励磁过强。在励磁不足时电动机的输出转矩将降低，而励磁过强时又会使铁心中的磁通处于饱和状态，是电动机中流过很大的励磁电流，增加电动机的功率损耗，降低电动机的效率和功率因数。因此在改变频率进行调速时，必须采取措施保持磁通恒定为额定值。

由电机理论知道，电机定子的感应电势有效值是：

E14.44f1N1KN1m

则 m

另外，电机的电磁转矩为:

E1E 即m1 （2-10）

4.44f1KN1N1f1eCTm2cos2

（2-11）

其中 CT—与电动机有关的常数；

Cos2—转子每相电路功率因数；

2—转子电压与电流的相位差；

e—电机的电磁转矩。

由式(2-10)推断，若E1不变，当定子电源频率f1增加，将引起气隙磁通m减小；而由式(2-11)可知，m减小又引起电动机电磁转矩e减小，这就出现了频率增加，而负载能力下降的情况。在E1不变时，而定子电源频率f1减小，又将引起m增加,m增加将导致磁路饱和，励磁电流升高，从而导致电动机发热，严重时会因绕组过热而损坏电动机。由以上情况可知:变频调速时，必须使气隙磁通不变。因此，在调节频率的同时，必须对定子电压进行协制，但控制方式随运行频率在基频以下和基频以上而不同。

1.基频以下调速

由式(2-10)可知，要保持m不变，当频率f1从额定值fN向下调节时，必须同时降低E1,使

E1f1=常值

f1为常数，就可以达到维持磁通恒定的目的。因此这种控制又称为恒磁通变频调速，属于恒转矩调速方式。

只要保持

E1根据电机端电压和感应电势的关系式：

U1E1(r1jx1)I1 (2-12) 式中: U1-定子相电压； r1-定子电阻； x1-定子阻抗； I1-定子电流。

当电机在额定运行情况下，电机定子电阻和漏阻抗的压降较小，U1和E1可以看成近似相等，所以保持V=常数即可。

f由于V比恒定调速是从基频向下调速，所以当频率较低时，U1与 E1都变

f小，定子漏阻抗压降(主要是定子电阻压降)不能再忽略。这种情况下，可以人为地适当提高定子电压以补偿电阻压降的影响，使气隙磁通基本保持不变。

变频后的机械特性如图2.4所示。

图2.4 电动机低于额定转速方向调速时的机械特性

从图2.4中可以看出，当电动机向低于额定转速n0方向调速时,曲线近似平行地下降，减速后的电动机仍然保持原来较硬的机械特性；但是临界转矩却随着电动机转速的下降而逐渐减小，这就是造成了电动机负载能力的下降。

临界转矩下降的原因可以如下解释：为了使电动机定子的磁通量m保持恒定，调速时就要求感应电动势E1与电源频率f1的比值不变，为了使控制容易实现，采用电源电压U≈E1来近似代替，这是以忽略定子阻抗压降作为代价，当然存在一定的误差。显然，被忽略的定子阻抗压降在电压U中所占的比例大小决定了它的影响。当f1的数值相对较高时，定子阻抗压降在电压U中所占的比例相对较小，U≈E1所产生的误差较少；当f1的数值较低时，定子阻抗压降在电压U中所占的比例下降，而定子阻抗的压降并不按同比例下井，使得定子阻抗压降在电压U中的比例增大，已经不能再满足U≈E1。此时如果仍以U代替

E1，将带来很大的误差。因为定子阻抗压降所占的比例增大，使得实际上产生

E的感应电动势E1减小，1f的比值减小，造成磁通量m减小，因而导致电动

1机的临界转矩的下降。

变频后机械特性的降低将是电动机带负载能力减弱，影响交流电动机变频调速的使用。一种简单的解决方法就是所示的V转矩补偿法。

fV转矩补偿法的原理是：针对频率f降低时，电源电压U成比例地降f低引起的U的下降过低，采用适当的提高电压U的方法来保持磁通量m恒定，使电动机转矩回升，因此，有些变频器说明书又称它为转矩提升（Torque Boost）。

带定子压降补偿的压频比控制特性示于图2.5中的b线，无补偿的控制特性则为a线。

定子降压补偿只能补偿于额定转速方向调速时的机械特性，而对向高于额定转速方向调速时的机械特性不能补偿。

图2.5 压频比控制特性曲线

补偿后的机械特性曲线如图2.6所示。

图2.6 补偿后的机械特性曲线

2.在基频以上调速

在基频以上调速时，频率可以从额定频率fN向上增高，但是电压却不能超出额定电压UN，由式（2-10）可知，这将迫使磁通与频率成反比例降低。这种调速方式下，转子升高时转矩降低，属于恒功率调速方式。

变频后的机械特性如图2.7所示。

图2.7 电动机高于额定转速方向调速时的机械特性

当电动机向高于额定转速n0方向调速时，曲线不仅临界转矩下降，而且曲线工作段的斜率开始增大，使得机械特性变软。

造成这种现象的原因是：当频率f1升高时，电源电压不可能相应升高。这是因为电动机绕组的绝缘强度了电源电压不能超过电动机的额定电压，所以，磁通量m将随着频率f1的升高反比例下降。磁通量的下将使电动机的转矩下降，造成电动机的机械特性变软。

以上调速方式相应的特性曲线如图2.8所示。

恒转矩调速恒功率调速

图2.8整个频率调速的特性曲线 注：图中曲线1——在低频时没有定子

降压补偿的压频曲线和主磁通曲线

图中曲线2——在低频时有定子降

压补偿的压频曲线和主磁通曲线

比恒定控制存在的主要问题是低速性能差。其原因一方面是低速时f定子的电压和电势近似相等条件已不能满足，所以仍按V比恒定控制就不能保

f持电机磁通恒定，而电机磁通的减小势必会造成电机的电磁转矩减小。另一方面原因是低速时逆变器桥臂上、下开关元件的导通时间相对较短，电压下降，而且它们的互锁时间也造成了电压降低，从而引起转矩脉动，在一定条件下这将会引起转速、电流的振荡，严重时会导致变频器不能运行。 其它控制方式

1.转差频率控制变频调速

转差率控制方式是V控制的一种改进，这种控制需要由安装在电动机上的

f速度传感器检测出电动机的转速，构成速度闭环，速度调节器的输出时转差率，而变频器的输出频率则有电动机实际转速与所需转差频率之和决定。它是解决V控制静态性能较差的一种有效方法。虽然这种方法可以提高调速精度，但是f它需要使用速度传感器来求取转差角频率，还要针对具体电机的机械特性调整控制参数，因而此方法的通用性较差。

2.矢量控制变频调速

矢量控制变频调速的做法是：将异步电动机在三相坐标系下的定子交流电流Ia、Ib、Ic通过三相——两相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流1、再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流m1、1，

，t1（m1相当于直流电动机的励磁电流；t1相当于与转矩成比例的电枢电流）然后仿效直流电动机的控制方法，求得直流电动机控制量，经过相应的坐标反变换，实现对异步电动机的控制。在高性能的异步电机控制系统中多采用交叉闭环控制的矢量控制。采用矢量控制方式的目的，主要是为了提高变频调速的动态性能。虽然这一理论的提出是交流传动理论上的一个飞跃，但是由于它既要确定转子的磁链，又要进行坐标变换，还要考虑转子参数变动带来的影响，所以系统非常复杂。矢量控制变频器通常应用于轧钢、造纸设备等对动态性能要求较高的场合。

3.直接转矩控制变频调速

1985年，德国鲁尔大学的DePenbrock教授首次提出了直接转矩控制变频技术。该技术在很大程度上解决了上述矢量控制的不足，并以新颖的控制思想、简洁明了的系统结构、优良的动静态性能得到了迅速发展。目前，该技术已成功应用在电力机车牵引的大功率交流传动上。直接转矩控制直接在定子坐标系下分析交流电动机的数学模型，控制电动机的磁链和转矩。它不需要将交流电

V

动机化成等效直流电动机，因而省去了矢量旋转变换中的许多复杂计算；它不需要模仿直流电动机的控制，也不需要为解耦而简化交流电动机的数学模型。

日前市场销售的通用变频器的控制多半为V比恒定控制，它的应用比较广

f泛，特别是在风机，泵及土木机械等方面应用较多，V比恒定控制的突出优点

f是可以进行电机的开环速度控制。

V控制常用于速度精度要求不十分严格或负载变动从以上的分析可看出，f较小的场合。由于V控制是转速开环控制，无需速度传感器，控制电路简单，

f负载可以是通用标准异步电机，所以这种控制方法通用性强、经济性好，是目前通用变频器产品中使用较多的一种控制方式。由此，在本设计中采用V控制。

f

3变频器主电路设计

3.1 主电路的工作原理

变频调速实际上是向交流异步电动机提供一个频率可控的电源。能实现这个功能的装置称为变频器。变频器由两部分组成：主电路和控制电路，其中主电路通常采用交-直-交方式，先将交流电转变为直流电(整流，滤波)，再将直流电转变为频率可调的交流电（逆变）。

在本设计中采用图3.1的主电路，这也是变频器常用的格式[4]。

图3.1 电压型交直交变频调速主电路

主电路各部分的设计

1.交直电路设计

选用整流管VD1VD6组成三相整流桥，对三相交流电进行全波整流。整流后的电压为Ud=1.35UL=1.35×380V=513V。

滤波电容CF滤除整流后的电压波纹，并在负载变化时保持电压平稳。 当变频器通电时，滤波电容CF的充电电流很大，过大的冲击电流可能会损坏三相整流桥中的二极管，为了保护二极管，在电路中串入限流电阻RL，从而使电容CF的充电电流在允许的范围内。当CF充电到一定程度，使SL闭合，将限流电阻短路。

在许多下新型的变频器中，SL已有晶闸管替代。

电源指示灯HL除了指示电源通电外，还作为滤波电容放电通路和指示。由于滤波电容的容量较大，放电时间比较长（数分钟），几百伏的电压会威胁人员安全。因此维修时，要等指示灯熄灭后进行。

RB为制动电阻，在变频器的交流调速中，电动机的减速是通过降低变频

器的输出频率而实现的，在电动机减速过程中，当变频器的输出频率下降过快时，电动机将处于发电制动状态，拖动系统的动能要回馈到直流电路中，使直流电路电压（称泵升电压）不断上升，导致变频器本省过电压保护动作，切断变频器的输出。为了避免出现这一现象，必须将再生到直流电路的能量消耗掉，

RB和VB的作用就是消耗掉这部分能量。如图3.1所示，当直流中间电路上电压上升到一定值，制动三极管VB导通，将回馈到直流电路的能量消耗在制动电阻上。

2.直交电路设计

选用逆变开关管V1V6组成三相逆变桥，将直流电逆变成频率可调的交流电，逆变管在这里选用IGBT。

续流二极管VD7VD12的作用是：当逆变开关管由导通变为截止时，虽然电压突然变为零，但是由于电动机线圈的电感作用，储存在线圈中的电能开始释放，续流二极管提供通道，维持电流在线圈中流动。另外，当电动机制动时，续流二极管为再生电流提供通道，使其回流到直流电源。

电阻R01R06，电容C01C06，二极管VD01VD06组成缓冲电路，来保护逆变管。由于开关管在开通和关断时，要受集电极电流Ic和集电极与发射极间的电压Vce的冲击，因此要通过缓冲电路进行缓解。当逆变管关断时，Vce迅速上升，

Ic迅速降低，过高增长的电压对逆变管造成危害，所以通过在逆变管两端并联电容（C01C06）来减小电压增长率。当逆变管开通时，Vce迅速下降，Ic迅速升高，并联在逆变管两端的电容由于电压降低，将通过逆变管放电，这将加速

电流Ic的增长率，造成IGBT的损坏。所以增加电阻R01R06，电容的放电电流。可是当逆变管关断时，该电阻又会阻止电容的充电，为了解决这个矛盾，在电阻两端并联二极管（VD01VD06），使电容充电时避开电阻，通过二极管充电。放电时，通过电阻放电，实现缓冲功能。这种缓冲电路的缺点是增加了损耗，所以适用于中小功率变频器。因本次设计所选用的电动机为中容量型，在此选用此种缓冲电路。

变频器主电路设计的基本工作原理

1.整流电路

整流电路是把交流电变换为直流电的电路。本设计中采用了三相桥式不控整流电路，主要优点是电路简单，功率因数接近于1，由于整流电路原理比较简单，设计中不再做详细的介绍[5]。

2.逆变的基本工作原理

将直流电转换为交流电的过程称为逆变。完成逆变功能的装置叫做逆变器，它是变频器的主要组成部分，电压性逆变器的工作原理如下： （1）单相逆变电路

在图3.2的单相逆变电路的原理图中：

当S1、S4同时闭合时，Uab电压为正；S2、S3同时闭合时，Uab电压为负

。

由于开关S1～S4的轮番通断，从而将直流电压UD逆变成了交流电压Uab。 可以看到在交流电变化的一个周期中，一个臂中的两个开关如：S1、S2交替导通，每个开关导通电角度。因此交流电的周期（频率）可以通过改变开关通断的速度来调节，交流电压的幅值为直流电压幅值UD。

图3.2 单相逆变器原理图

（2）三相逆变电路

三相逆变电路的原理图见图3.3所示。

图3-3中，S1～S6组成了桥式逆变电路，这6个开关交替地接通、关断就可以在

输出端得到一个相位互相差2的三相交流电压。

3当S1、S4闭合时，uUV为正；S3、S2闭合时，uUV为负。 用同样的方法得：

当S3、S6同时闭合和S5、S4同时闭合，得到uVW,S5,S2同时闭合和S1、S6同时闭合，得到uWU。

为了使三相交流电uUV、uVW、uWU在相位上依次相差2；各开关的接通、

3关断需符合一定的规律，其规律在图3.3b中已标明。根据该规律可得uUV、uVW、

uWU

波形如图3.3c 所示。

a) 结构图 b) 开关的通断规律 c) 波形

图

图3.3 三相逆变器原理图

观察6个开关的位置及波形图可以发现以下两点：

①各桥臂上的开关始终处于交替打开、关断的状态如S1、S2。 ②各相的开关顺序以各相的“首端”为准，互差2滞后233电角度。如S3比S1,

，S5比S3滞后23。

上述分析说明，通过6个开关的交替工作可以得到一个三相交流电，只要调节开关的通断速度就可调节交流电频率，当然交流电的幅值可通过UD的大小来调节。

3.2 主电路参数计算

根据前面所给出的原始参数，主电路各部分的计算如下[6]：

1.整流二极管的参数计算

Im（峰值电流）= 2IN=2×15.6=22.06A Id（有效值）= Im/2=15.6A

二极管额定电流值Ie=（1.5～2）Id/1.57=14.91A～19.88A

额定电压值Ue=（2～3）Um=（2～3）×2×380=1074.V～1611.96V 2.滤波电容

系统采用三相不控整流，经滤波后Ud=1.1×2×380=591.05V。 3.制动部分

2Ud制动电阻粗略计算为RBIN～UdIN=18.94～37.

Vb击穿电压：当线电压为380V时，根据经验值选1000V。

VB集电极最大电流cm：按照正常电压流经RB电流的两倍来计算：

ICM2UdRb=2×591.05/18.94=62.41A

4.IGBT的选用

峰值电压=（2～2.5）×1.1×2×380=1182.1V～1477.63V

集电极电流Ic=（1.2～2）Im=（1.2～2）×IN×λ×2=58.23～97.06A 集电极-发射极额定电压≥1.2倍最高峰值电压=1.2×1477.63V=1773.16V 3.3 IGBT及驱动模块介绍 IGBT简介及驱动要求

绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)是80年代初功率半导体器件技术与MOS工艺技术相结合研制出的一种复合型器件。众所周知，构成IGBT的MOSFET和BJT各有其优缺点。MOSFET属于单极型器件，具有开关频率高、没有二次击穿现象、元件并联运行容易、控制功率小的优点，缺点是导通电阻大，耐压水平不容易提高。BJT属于双极型器件，具有耐压水平高、电流大、导通电压低的优点，缺点是开关时间长，有二次击穿现象以及控制功率大。因此，兼具MOSFET和BJT优点的新型复合器件IGBT应运而生，IGBT具有耐压高、电流大、开关频率高、导通电阻小、控制功率小等优点。并且，随着IGBT技术的发展，其性能不断得到改善和提高，使得IGBT在大功率开关电源设备中的地位越来越重要，如UPS、电焊机、电机驱动、特种工业电源等都使用IGBT模块。由于IGBT在设备中所占成本比例较高，所以掌握好IGBT的特性和正确的使用方法，尽量减少IGBT模块的损坏以降低开发成本和提高整机可靠性，就成为设计者和使用者所必须关心的一个问题.关于IGBT的基本结构、工作原理、主要参数、特性等在电力

电子书本里已经有详细介绍，在这里不在赘述[7]。

IGBT是压控器件，栅极输入阻抗高，所需要驱动功率小，驱动较为容易。但必须注意，IGBT的特性与栅极驱动条件密切相关，随驱动条件的变化而变化。

(1)随着栅极正向电压UGE的增加，通态压降减小，开通损耗也减小.若UGE固定不变时，通态压降随集电极电流增大而增大，开通损耗随结温升高而增大。

(2)随着栅极反向电压UGE的增加，集电极浪涌电流减小，而关断损耗变化不大，IGBT的运行可靠性提高。

(3)随着栅极串联电阻RG增加，将使IGBT的开通和关断时间增加，从而使IGBT开关损耗增加；而RG减小，则又将使didt增大，从而使IGBT在开关过程

中产生较大的电压或电流尖峰，降低IGBT运行的安全性和可靠性。

通过以上分析可以看出，一个理想的IGBT驱动电路应具有以下基本性能: (1)通常IGBT的栅极电压最大额定值为20V，若超过此值，栅极就会被击穿，导致器件损坏。为防止栅极过压，可采用稳压管作保护。

(2)IGBT存在2.5～6V(T=25C)的栅极开启电压，驱动信号低于此开启电压时，器件是不导通的。要使器件导通，驱动信号必须大于其开启电压。当要求IGBT工作于开关状态时，驱动信号必须保证使器件工作于饱和状态，否则也会造成器件损坏。正向栅极驱动电压幅值的选取应同时考虑在额定运行条件下和一定过载情况下器件不退出饱和的前提，正向栅极电压越高，则通态压降越小，通态损耗也就越小。对无短路保护的驱动电路而言，驱动电压高一些有好处，可使器件在各种过流场合仍工作于饱和状态。通常，正向栅极电压取15V。在有短路保护的场合，不希望器件工作于过饱和状态，因为驱动电压小一些，可减小短路电流，对短路保护有好处。此时，栅极电压可取为13V。

另外，为减小开通损耗，要求栅极驱动信号的前沿要陡。IGBT的栅极等效为一电容负载，所以驱动信号源的内阻要小。

(3)当栅极信号低于其开启电压时，IGBT就关断了。为了缩短器件的关断时间，关断过程中应尽快放掉栅极输入电容上的电荷。器件关断时，驱动电路应提供低阻抗的放电通路。一般栅极反向电压取为-(5～0)V。当IGBT关断后在栅极加上一定幅值的反向电压可提高抗干扰能力。

(4)IGBT栅极与发射极之间是绝缘的，不需要稳态输入电流，但由于存在栅极输入电容，所以驱动电路需要提供动态驱动电流。器件的电流、电压额定值越大，其输入电容就越大。当IGBT高频运行时，栅极驱动电流和驱动功率也是不小的，因此，驱动电路必须能提供足够的驱动电流和功率。

(5)IGBT是高速开关器件，在大电流的运行场合，关断时间不宜过短，否则

会产生过高的集电极尖峰电压。栅极电阻RG对IGBT的开关时间有直接的影响。栅极电阻过小，关断时间过短，关断时产生的集电极尖峰电压过高，会对器件造成损坏，所以栅极电阻的下限受到器件的关断安全区的。栅极电阻过大，器件的开关速度降低，开关损耗增大，也会降低其工作效率和对其安全运行造成危险，所以栅极电阻的上限受到开关损耗的。对600VIGBT器件，栅极电阻可据下式确定：

Re=(I～10)×625/Ie

式中，Ie为IGBT的额定电流值. 栅极电阻的下限取系数为1，限取系数为10。对于1200V的IGBT器件，栅极的电阻值可取相同电流额定值的600V器件阻值的一半。

(6)驱动电路和控制电路之间应隔离。在许多设备中，IGBT与工频电网有直接电联系，而控制电路一般不希望如此。驱动电路具有电隔离能力可以保证设备的正常工作，同时也有利于维修调试人员的人身安全.驱动电路和栅极之间的引线应尽可能短，并用绞线，使栅极电路的闭合电路面积最小，以防止感应噪声的影响。采用光耦器件隔离时，应选用高的共模噪声抑制器件，能耐高电压变化率。

(7)输入输出信号传输尽量无延时。这一方面能够减少系统响应滞后，另一方面能提高保护的快速性。

(8)电路简单，成本低。

(9)当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅极电压自动抑制故障电流，实现IGBT软关断。其目的是避免快速关断故障电流造成过离的didt。在杂散电感的作用下，过高的didt会产生过高的电压尖

峰，使IGBT承受不住而损坏。同样的，驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响，即应具有定时逻辑栅压控制的功能。当出现过流时，无论此时有无输入信号，都应无条件地实现软关断.在各种设备中，二极管的反向恢复、分布电容及关断吸收电路等都会在IGBT开通时造成尖峰电流，驱动电路应具备抑制这一瞬时过流的能力，在尖峰电流过后，应能恢复正常栅压，保证电路的正常工作。

(10)在出现短路、过流的情况下，能迅速发出过流保护信号，供控制电路处理。

EXB840的内部结构

基于以上的驱动要求，在设计中采用EXB840,它是一种高速驱动集成电路,最高使用频率为40KHz驱动150A/600V或者75A/1200V的IGBT,驱动电路信号延迟小于1.5s,采用单电源20V供电。

EXB840的功能框图如图3.4所示。

它主要由输入隔离电路，驱动放大电路,过流检测急保护电路以及电源电路组成。其中输入隔离电路由高速光电耦合器组成,可隔离交流2500V的信号。过流检测及保护电路根据IGBT栅极驱动电平和集电极电压之间的关系,检测是否有过电流现象存在,如果有过电流,保护电路将迅速关断IGBT,防止过快的关断时而引起因电路中电感产生的感应电动势升高,使IGBT集电极电压过高而损坏IGBT,电源电路将20V外部供电电源变成15V的开栅电压和-5V的关栅电压。

EXB840引脚定义如下:引脚1用于连接反偏置电源的滤波电容,引脚2和9分别是电源和地,引脚3为驱动输出,引脚4用于连接外部电容器,防止过流保护误动作(一般场合不需要这个电容),引脚5为过流保护输出,引脚6为集电极电压监视端,引脚14和15为驱动信号输入端,其余引脚不用。

过电流保护信号外接电容(防止输出(低电平)过流信号误驱动)546电压采集集电极过电流保护环节2电源(+20V)驱动15信号输入(-)14(+)R`3驱动输出AVST`电源的滤波电容1接反向偏置9电源(0V)光电耦合器 图3.4 EXB840的引脚图

采用EXB840的IGBT驱动电路

采用EXB840集成电路驱动的IGBT的典型应用电路如图3.5所示[8]。 其中ERA34-10是快速恢复二极管。IGBT的栅极驱动连线应该用双绞线,长度应该小于1m,以防止干扰,如果IGBT的集电极产生大的电压脉冲,可增加IGBT的栅极电阻RG。

驱动信号双绞线隔离电源故障输出4.7Ω

图3.5 EXB840组成的驱动电路

4 控制回路设计

控制回路是为变频器的主电路提供通断信号的电路，其主要任务是完成对

逆变器开关元件的开关控制。控制方式有模拟控制和数字控制两种，本设计中采用的是以微处理器为核心的全数字控制，优点是它采用简单的硬件电路，主要依靠软件来完成各种控制功能，以充分发挥微处理器计算能力和软件控制灵活性高的特点来完成许多模拟量难以实现的功能。设计控制电路如下： 4.1 驱动电路设计

驱动电路的作用是逆变器中的逆变电路换流器件提供驱动信号。主电路逆变电路设计中采用的电力电子器件是IGBT，故称为门极驱动电路。以下将介绍SPWM技术工作原理和设计中所选用能产生SPWM波芯片SA4828的基本结构和工作原理。

SPWM调制技术简介

脉宽调制(PWM)技术是利用全控型电力电子器件的导通和关断把直流电压变成一定形状的电压脉冲序列，实现变压、变频控制并消除谐波的技术。

脉宽调制技术在逆变器中的应用，对现代电力电子技术、现代调速系统的发展起到了极大的促进作用。近几年来。由于场控自关断器件的不断涌现。相应高频SPWM(正弦脉宽调制)技术在电机调速中得到了广泛应用，不仅能及时、准确地实现变压变频控制技术，而且更重要地是抑制逆变器输出电压或输出电流中的谐波分量，从而提高了电机的工作效率，扩大了调速系统的调速范围。实际工程中目前主要采用的PWM技术是正弦PWM(SPWM)，这是因为变频器输出的电压或电流波形更接近于正弦波形。

根据电机学原理，交流异步电动机变频调速时，如果按照频率与定子端电压之比为定值的方式进行控制，则机械特性的硬度变化较小，所以在变频的同时，也要相应改变定子的端电压。若采用等脉宽PWM调制技术实现变频与变压，由于输出矩形波中含有较严重的高次谐波，会危害电动机的正常运行。

为减小输出信号中的谐波分量，一种有效的途径是将等脉宽的矩形波变成信号宽度按正弦规律变化的正弦脉宽调制波，即SPWM调制波。

脉宽调制指的是通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形(含形状和幅值)。在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按照正弦规律变化。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔最小；当正弦值较小时，脉冲的宽度也小，而脉冲间的间隔则较大，那么这样的电压脉冲系列就可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，这种调制方式称为正弦波脉宽调制[9]。

产生SPWM信号的方法是用一组等腰三角波(称为载波)与一个正弦波(称为调制波)进行比较，如图4.1所示，两波形的交点作为逆变开关管的开通与关断

时间。当调制波的幅值大于载波的幅值时，开关器件导通，当调制波的幅值小于载波的幅值时，开关器件关断。

虽然正弦脉宽调制波与等脉宽PWM信号相比，谐波成份大大减小，但它毕竟不是正弦波。提高载波(三角波)的频率，是减小SPWM调制波中谐波分量的有效方法。而载波频率的提高，受到逆变开关管最高工作频率的。第三代绝缘栅双极型晶体管IGBT的工作频率可达30KHz，用IGBT作为逆变开关管，载波频率可以大幅度提高，从而使正弦脉宽调制波更接近正弦波。可由模拟电路分别产生等腰三角波与正弦波，并送入电压比较器，输出即为SPWM调制波。图4.1为SPWM波生成方法[10]：

u载波调制波0u开的时刻关的时刻t0t 图4.1 SPWM波生成方法 采用模拟电路的优点是完成三角波与正弦波的比较并确定输出脉冲宽度的时间很短，几乎瞬间完成。缺点是电路所用硬件较多，改变参数和调试比较困难。若用单片机直接产生SPWM信号，由于需要通过计算确定正弦脉宽调制波的宽度，使SPWM信号的频率及系统的动态响应都较慢。对于调速精度、调速方式要求较高的交流异步电动机，可以采用各项性能指标都非常完善，但价格也比较昂贵的通用变频器；对一般交流电动机的变频调速，可以直接采用三相SPWM调制信号专用芯片构成调速系统。在本设计中选用SA4828。SA4828是MITEL公司推出的一种专用于三相SPWM信号发生和控制的集成芯片，可以和单片机接口，完成对交流电动机的变频调速。 SPWM波生成芯片特点和引脚功能

1.SA4828的特点

全数字控制，兼容Intel等多系列单片机，输入调制波频率范围0～4kHz，16位调速分辩率，载波频率最高可达24kHz，内部ROM 固化3种可选波形，最小脉宽和延时时间可调，可单独调整各相输出以适应不平衡负载，具备看门狗定时器功能等。

2.SA4828引脚功能

SA4828采用28脚封装。下图给出了其引脚排列示意图和原理框图[11]。

图4.2 SA4828引脚排列示意图

各引脚的功能说明如下： （1）输入类管脚说明

AD0～AD7：8位地址与数据复用总线。

SET TRIP：通过该引脚，可以快速关断全部SPWM信号输出，高电平有效。

RESET：复位端，低电平有效。 CLK：时钟信号输入端。

MUX ：总线选择端。当MUX为高电平时，使用地址和数据共用的总线，这时，地址/数据管脚RS不用；当MUX为低电平时，使用地址和数据分开的总线，这时，地址锁存器ALE接低电平，RS引脚要与一条地址线相连，来区分输入的字节是地址（低电平），还是数据（高电平），通常先地址后数据。

CS：片选输入，该控制线可使SA8282与其他外围接口芯片共享同一组

总线，低电平有效。

WR、RD：Intel(Motorola)总线控制write、read信号。 ALE：地址锁存允许。 VDD：供电电源正端(+5V)。 Vss：供电电源负端(0V)。 （2）输出类管脚说明

RPHB、YPHB、BPHB：这些引脚通过驱动电路控制逆变桥的R、Y、B相的下臂开关管。

RPHT、YPHT、BPHT：这些引脚通过驱动电路控制逆变桥的R、Y、B相的上臂开关管。

以上引脚都是标准TTL输出，每一个输出都有12mA的驱动能力，可以直接驱动光耦。

TRIP：输出封锁状态指示，低电平表示禁止输出。

ZPPR：零相位脉冲输出端。 Wss：波形采样同步端口。 RS：寄存器选择端。 SA4828内部结构及工作原理

SA4828为28引脚的DIP或SOIC封装的控制芯片，内部具有总线控制及译码电路，有多种寄存器和相控逻辑电路。外部时钟输入经分频器分成设定的频率，并生成三角形载波，三角载波与所选定的片内三种调制波形进行比较，自动生成SPWM输出脉冲，然后通过脉冲删除电路删除窄脉冲（如图4.3）

窄脉宽

图4.3 脉冲序列中的窄脉宽

因为这种脉冲不起任何作用，只会增加开关管的损耗。通过脉冲延迟电路生成死区，从而保证桥上的管子不会在状态转换期间导通短路。看门狗定时器用来防止程序跑飞，当条件满足时快速封锁输出。SA4828内部结构原理框图如图4.4所示。

图4.4 SA4828原理框图

SA4828的设置是通过单片机接口将数据送入SA4828芯片内的两个寄存器(初始化寄存器和控制寄存器)来实现的。初始化寄存器用于设定与交流电动机有关的基本参数，这些参数要在PWM输出端允许输出前设定，系统工作以后不允许改变。控制寄存器是在工作过程中控制输出脉宽调制波的状态，从而进一步控制交流电动机的运行状态，通常在工作时，该寄存器的内容常被改写，以实现实时对交流电动机的速度进行控制。

参数的设定是通过8个暂存器R0、R1、R2、R3、R4、R5、R14、R15来传送的。其中R14和R15是两个虚拟的寄存器，实际上并不存在。初始化参数要先写入R0～R5，然后通过对R14的写操作将参数送入初始化寄存器，再将控制参数写入R0～R5，并通过对R15的写操作将参数送入控制寄存器。SA4828各控制寄存器的地址见表4.1所列。

表4.1 各寄存器地址

寄存器 3 R0 R1 AD2 0 0 ADD1 0 0 A0 0 AD0 0 1 地址 00 H 01 H

R2 R3 R4 R5 R14 R15 4.2 保护电路

0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 02 H 03 H 04 H 05 H 0E H 0F H 保护电路的主要功能是对检测电路得到的各种信号进行运算处理，以判断变频器本身或系统是否出现异常。当检测到异常时，进行各种必要的处理[12]。 过、欠压保护电路设计

过压、欠压保护是针对电源异常、主回路电压超过或低于一定数值时考虑的。通用变频器输入电源电压允许波动的范围一般是额定输入电压的士10%。通常情况下，主回路直流环节的电压与输入电压保持固定关系。当输入电源电压过高，将使直流侧电压过高。过高的直流电压对IGBT的安全构成威胁，很可能超过IGBT的最大耐压值而将其击穿，造成永久性损坏。当输入电压过低时，虽不会对主回路元件构成直接威胁，但太低的输入电压很可能使控制回路工作不正常，而使系统紊乱，导致SA4828输出错误的触发脉冲，造成主回路直通短路而烧坏IGBT。而且较低的输入电压也使系统的抗干扰能力下降。因此有必要对系统的电压进行保护。图 4.5为本文介绍的变频器过压保护电路。

图4.5 过电压保护电路

它直接对直流侧电压进行检测。其中电压信号的取样是通过电阻R1和R2分压得到的，电容C1起滤波抗干扰作用，防止电路误动作。过压设定值从电位器W1上取出。运放U1:A接成比较器的形式。当取样电压高于设定值时(异常情况下)，比较器输出高电平，光耦器件导通，输出低电平保护信号。其中电阻R5是正反馈电阻，它的接入使正反馈有一定回差，防止取样信号在给定点附近波动时比较器抖动，这里将过压保护的动作值整定为额定输入电压的110%。

欠压产生的原因有两种：一是输入的交流电压长时间低于标准规定的数值。另一种是瞬时停电或瞬时电压降低。欠电压导致逆变器开关器件驱动功率不足而烧坏开关器件。一般欠压信号从直流端取样，这样既能在欠电压，过电压时检测出信号进行保护，又不会因为短时间因为在欠电压，过电压并未构成危险时而保护误动作。

欠压保护电路的原理与过压保护电路类似。其电压取样与过压取样相同，欠压设定值由W2上取出。运放U1:B接成比较器的形式。当取样电压高于设定值时(正常情况下)，比较器输出高电平，光耦器件不导通，输出高电平。当取样电压低于设定值时(欠压情况下)，比较器输出低电平，光耦器件导通，输出低电平保护信号。其电路下图所示。动作值整定为输入电压的85%。

图4.6欠压保护电路

本系统的故障自诊断是指在系统运行前，变频器本身可以对过载、过压、欠压保护电路进行诊断，检测其保护电路是否正常。因此故障自诊断功能就是由单片机控制发出各种等效故障信号，检测对应的保护电路是否动作，若动作则说明保护电路正常，反之说明保护电路本身有故障，应停机对保护电路进行检查，直到显示器显示正常为止。

故障自诊断电路工作过程如下：单片机控制HSO.2[13]：

图4.7 故障自诊断电路

过流保护设计

变频器在诸如直流短路、桥臂短路、输出短路、对地短路等情况下，电流变化非常迅速，元件将承受极大的电压和电流，而IGBT器件的内部结构决定了它在足够大的电流下会出现锁定现象，造成管子失控无法关断，以至烧坏，所以过流之前必须使IGBT关断以切断电流，虽然在IGBT的驱动模块EXB840中已经有过流保护，但考虑到didt过大时IGBT还未来得及关断已经发生锁定现象的可能性，必须采取辅助断流措施。这里采用瑞士LEM 公司生产的霍尔效应磁场补偿式电流传感器来进行电流的检测。在此传感器的输出端串电阻R，则R上的压降反应了被测的电流。过流发生时，R上的压降大于过流保护动作整定值，比较器LEM324输出低电平去封锁IGBT的驱动电路的输入信号，即可使桥臂上的所有IGBT处于截止状态实现过流保护的功能。过流保护的电路示意图如4.8图所示：

图4.8 过流保护电路

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